Instituto Superior de Ciências
do Trabalho e da Empresa

 

 

Apontamentos sobre Osciladores
 e Malhas de Captura de Fase

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Circuitos e Sistemas Electrónicos

 

Apontamentos sobre Osciladores
 e Malhas de Captura de Fase


 


Índice

Osciladores. 1

Oscilador em Anel 1

Oscilador de Pierce. 3

Multivibrador Aestável 5

Multivibrador Aestável CMOS.. 8

Malhas de captura de fase. 9

Malha de Captura de Fase. 9

Sintetizador de frequências. 9

Multiplicador de Gilbert. 11

Multiplicador de Gilbert de dois quadrantes. 11

 

Índice de Figuras

Figura 1. Oscilador em anel. 1

Figura 2. Evolução temporal das tensões no oscilador em anel. 2

Figura 3. Comutação de Low para High. 2

Figura 4. Comutação de High para Low. 2

Figura 5. Evolução temporal das tensões no oscilador em anel (aproximação de 1ª ordem). 3

Figura 6. Oscilador de Pierce. 3

Figura 7. Representação simbólica e modelo equivalente de um cristal. 4

Figura 8. Impedancia equivalente de um cristal em função da frequência. 4

Figura 9. Multivibrador aestável. 5

Figura 10. Evolução temporal das tensões no multivibrador aestável. 7

Figura 11. Multivibrador aestável CMOS. 8

Figura 12. Evolução temporal das tensões no  multivibrador aestável CMOS. 8

Figura 13. Malha de captura de fase. 9

Figura 14. Sintetizador de frequências. 9

Figura 15. Sintetizador de frequências alternativo. 10

Figura 16. Multiplicador de Gilbert de dois quadrantes em tecnologia bipolar. 11

 

 


Osciladores

Os circuitos osciladores são circuitos de importancia vital em sistemas de telecomunicações, nomeadamente para a implementação de moduladores e desmoduladores em diversos tipos de aplicações (e.g. comunicações móveis, redes de transmissão e recepção de dados, emissores e receptores de rádio e televisão, etc.). Existem diversas topologias alternativas para a realização de osciladores quer em componentes discretos quer como blocos dentro de circuitos integrados. As estruturas estudadas de seguida, são as topologias básicas para realizar a maioria dos osciladores disponíveis. Nestes contextos é também muito comum associarem-se a malhas de captura de fase, nomeadamente para a implementação de sintetizadores de frequências ou circuitos de recuperação de relógio ou portadora (ver malhas de captura de fase).

Oscilador em Anel

O oscilador em anel é um circuito constituído por N (sendo N um número impar) inversores montados em cascata, em que a saída do último inversor é realimentada para a entrada do primeiro. A figura seguinte representa um oscilador em anel com N =3.

Figura 1. Oscilador em anel.

O facto de o número de inversores ser impar garante que seja qual for a sua situação inicial, o circuito tende para um regime oscilatório (pois o nível lógico inicial na entrada do primeiro inversor é contrariado quando se propagar até à saída do último inversor). Tipicamente os inversores usados num oscilador em anel são todos iguais, e o tempo de comutação de cada um depende da sua impedancia de saída e da capacidade de entrada do inversor seguinte. A tensão de comutação das porta lógicas, e consequentemente, a definição das gamas de tensão correspondentes aos níveis lógicos HIGH e LOW, nomeadamente as tensões VOH, VIH e VOL, VIL (ver famílias lógicas) têm um papel determinante na definição dos tempos de propagação (tPHL e tPLH) e no comportamento deste circuito. Assim, após um regime inicial de arranque, em que os níveis lógicos não estão ainda bem definidos, o sistema entra em ciclo com um período 2·N vezes superior ao tempo individual de comutação (ou tempo de propagação) de cada porta lógica. O comportamento da evolução temporal das tensões v1, v2 e v3 pode ser representado graficamente pela figura seguinte.

Figura 2. Evolução temporal das tensões no oscilador em anel.

Esta é uma representação simplificada das tensões na saída de cada inversor. Na realidade, a comutação entre níveis lógicos é geralmente uma resposta de 1ª ordem (ou 2ª ordem) a um escalão. Assim sendo, a tensão em qualquer dos nós do circuito pode ser analisada como uma carga ou descarga exponencial semelhante às representadas nas figuras seguintes.

Figura 3. Comutação de Low para High.

Figura 4. Comutação de High para Low.

Os transistores MOS nas figuras representam os transistores de saída de uma porta lógica, que estão activos para impor o nível na saída (LOW e HIGH respectivamente) e que atacam a capacidade parasita da porta lógica seguinte (ver famílias lógicas). A capacidade parasita de entrada da porta lógica seguinte – representada na figura pela capacidade C - é geralmente muito pequena (actualmente em tecnologia CMOS é da ordem de 10-15F) e a impedancia de saída das portas lógicas é baixa o que leva a valores da constante de carga t muito baixos, e consequentemente a frequências de oscilação muito elevadas. Na figura seguinte está representada a evolução das tensões de saída v1, v2 e v3 respectivamente, partindo do princípio que estas têm um comportamento de 1ª ordem (cargas e descargas exponenciais). São visíveis na representação a fase transitória inicial e a subsequente estabilização do regime oscilatório do oscilador em anel. Considerou-se neste caso que tensões superiores a Vdd/2 são interpretadas como nível lógico HIGH e que tensões inferiores a Vdd/2 correspondem ao nível lógico LOW.

Figura 5. Evolução temporal das tensões no oscilador em anel (aproximação de 1ª ordem).

Esta topologia permite implementar osciladores de muito alta frequência (e.g. 1 GHz a 20 GHz), permitindo também a construção de fases parciais com facilidade. No entanto, as variações de fabrico têm um efeito muito forte no valor da capacidade parasita de entrada e da impedancia de saída das portas lógicas, bem como na definição dos valores de VOH, VIH, VOL e VIL, pelo que a precisão e exactidão da frequência de oscilação são muito fracas. Este facto limita fortemente o compo de aplicações deste oscilador. As principais vantagens desta topologia são a possibilidade de gerar frequências elevadas e a simplicidade de integração em circuito integrado sem necessidades de componentes externos.

Oscilador de Pierce

Figura 6. Oscilador de Pierce.

O oscilador de Pierce também tem por base um inversor cuja saída é realimentada para a entrada. No entanto, neste circuito a frequência de oscilação é determinada pela frequência de ressonância do cristal e não por componentes resistivos e capacitivos. Esta é aliás a sua grande vantagem, dado que a exactidão possível de atingir com um cristal é muito elevada (quer devido ao baixo erro na definição do valor nominal da frequência de oscilação como na sua variação devido a factores exteriores, e.g. temperatura, humidade, etc.).

Os componentes adicionais servem apenas para garantir o arranque e funcionamento oscilatório na zona de interesse. A resistência Rf polariza o inversor numa zona de ganho elevado, enquanto que R1 e C1 fazem um filtro passa-baixo para evitar que o circuito oscile numa das harmónicas do sinal.

Os osciladores de cristal são, de longe, os osciladores mais precisos, e tem apenas como desvantagem o facto de o componente de cristal não poder ser facilmente integrado dentro de um chip juntamente com outros blocos, o que aumenta significativamente o seu peso no custo dos sistemas que o usam.

O modelo equivalente de um cristal é relativamente complexo. As figuras seguintes mostram a representação simbólica e um modelo simplificado de um cristal piezoeléctrico, juntamente com a equação que descreve a sua impedancia equivalente e o gráfico da impedancia em função da frequência angular correspondente. Os valores de L, r, Cs e Cp correspondem às dimensões físicas do cristal (em que r é tipicamente desprezável).

Figura 7. Representação simbólica e
modelo equivalente de um cristal.

Figura 8. Impedancia equivalente de um
cristal em função da frequência.

São visíveis no gráfico da direita duas zona de ressonância do cristal: ws onde a impedância é nula; e wp onde a impedancia é infinita (quer seja indutiva , quer seja capacitiva ). A frequência angular de oscilação do circuito corresponde à frequência ws.

Por vezes é utilizada uma das harmónicas do sinal gerado pelo cristal (usando um filtro passa-alto ou passa-banda) de modo a obter frequências de oscilação mais elevadas, pois tipicamente as dimensões físicas do cristal limitam a frequência da fundamental a uma gama entre os 10kHz e os 100MHz.

Multivibrador Aestável

O multivibrador aestável pode ser realizado a partir de um circuito bi-estável (comparador Schmitt-trigger) realimentado através de um filtro passa-baixo.

Figura 9. Multivibrador aestável.

Tal como no acontece no Schmitt-trigger, também neste circuito o amplificador operacional funciona alternadamente na zona de saturação negativa e na zona de saturação positiva. Assim, considerando R1 =R2 temos que v+ = vo·R1/(R1+R2) = vo/2, de modo que o terminal positivo do AMPOP tem uma tensão igual a metade da tensão de saída. Sendo a tensão de saída constante e igual a VDD ou VSS, a malha R-C irá carregar/descarregar com um comportamento exponencial. O comportamento do circuito pode ser dividido em três fases distintas: arranque, descarga e carga:

Fase 1: Arranque

Supondo que a saída começa por saturar positivamente, temos que vo tem uma tensão igual a VDD e a tensão em v+ é VDD/2. Assumindo que o condensador C está inicialmente descarregado, i.e. VC (0)=0, este irá carregar exponencialmente com uma constante de carga t = RC, tal como é descrito nas equações seguintes, até que v- seja maior que v+ (sendo vc =v-)

Þ

e

Þ

Neste instante, a que podemos chamar t1, temos que:

 Þ

Fase 2: Descarga

O amplificador passa a ter v+ < v-, e portanto passa a operar na zona de saturação negativa. Assim, a tensão v+ será igual a VSS/2 e o condensador irá carregar em sentido contrário. Como a tensão aos terminais do condensador não pode variar instantaneamente vc mantém o valor VDD/2 no instante de transição entre a fase 1 e a fase 2, ou seja, VC (0)=VDD/2.

Þ

e

Þ

Esta equação descreve o comportamento do circuito enquanto v+ for menor que v-, ou seja até que v- atinja VSS/2. Podemos chamar t2 à duração desta fase, cujo valor é dado pela seguinte equação (assumindo VDD= -VSS):

Þ

Fase 3: Carga

O amplificador volta a ter v+ > v-, e portanto passa à zona de saturação positiva. Assim, a tensão v+ será igual VDD/2 e o condensador irá carregar novamente em sentido contrário. Como a tensão aos terminais do condensador não pode variar instantaneamente vc mantém o valor VSS/2 no instante inicial desta fase.

Þ

e

Þ

O comportamento do circuito nesta fase é descrito por esta equação, que é válida até que v- seja maior que v+. A duração da fase 3, a que chamamos t3, é dada por (assumindo novamente que VDD= -VSS):

 Þ

Finalmente, o comportamento torna-se cíclico, dado que se repetem as condições da fase 2. O período da oscilação pode ser calculado somando os tempos t2 e t3, sendo dado pela seguinte expressão:

T = t2 + t3

 Þ

T = 2 RC ln 3

A frequência de oscilação pode deste modo ser estabelecida tanto à custa da resistência R como do condensador C, pelo que tipicamente o problema tem um grau de liberdade. A figura seguinte representa a evolução temporal das tensões nos nós vo, v+ e v- respectivamente:

Figura 10. Evolução temporal das tensões no multivibrador aestável.


Multivibrador Aestável CMOS

O multivibrador aestável implementado em tecnologia CMOS pode ser feito com dois inversores (neste caso implementados com portas lógicas NOR), em que a saída do último inversor é realimentada para a entrada através de um filtro passa-alto (ver filtros contínuos).

Figura 11. Multivibrador aestável CMOS.

Apesar de ter um funcionamento diferente do oscilador precedente, as equações diferenciais que resultam da análise do circuito são semelhantes às que foram deduzidas anteriormente. A figura seguinte é um esboço da evolução das tensões vo2, vo1 e vi1 do oscilador ao longo do tempo.  Na representação de vi1 assume-se que a entrada da porta lógica G1 tem diodos de proteção, que impedem que esta tensão exceda 5V, ou que a mesma seja inferior a 0V.

Figura 12. Evolução temporal das tensões no
multivibrador aestável CMOS.

Malhas de captura de fase

Malha de Captura de Fase

Figura 13. Malha de captura de fase.

Uma malha de captura de fase tal como é apresentada na figura, é composta por um detector de fase (neste caso implementado por uma porta EXOR), por um filtro passa-baixo e por um oscilador controlado por tensão (VCO – voltage controled oscilator). O VCO é um oscilador controlado por tensão, cuja função é gerar uma onda quadrada com uma frequência de oscilação proporcional à tensão de entrada. A onda à saída do circuito fo é comparada com a onda de entrada fi pelo detector de fase, que gera uma onda rectangular cujo valor médio (ou duty-cycle) é mínimo quando os sinais fi e fo estão em fase e têm a mesma frequência. O filtro passa-baixo é utilizado para obter este valor médio (ver filtros contínuos). A saída do filtro vi fornece esse valor médio ao VCO, que o utiliza para saber se deve aumentar ou diminuir a frequência de oscilação, fechando assim a malha. Considera-se que a malha captura a fase da onda de entrada quando é atingido e mantido o equilíbrio entre fi e a onda de saída fo, ou seja, quando é gerado na saída um sinal com uma frequência identica e em fase com sinal de entrada. A malha de captura de fase é muitas vezes referida simplesmente como PLL – Phase Locked Loop.

Sintetizador de frequências

Um sintetizador de frequências tem um funcionamento muito semelhante à malha de captura de fase. Além do PLL, o circuito é composto por dois contadores, um na malha de realimentação e outro à entrada.

Figura 14. Sintetizador de frequências.

Os contadores são circuitos digitais simples que são usados em sintetizadores de frequências como divisores de frequência. Isto porque a frequência da onda de saída de um contador 1:M - também referido como módulo M - é M vezes inferior à frequência da onda à sua entrada. Seguindo o mesmo raciocínio que foi seguido para o PLL, facilmente se conclui que o circuito irá estabilizar quando as ondas à entrada do EXOR fx e fo/M forem iguais e estiverem em fase. Assim, como fx=fi/N temos que:

Û

 

Os números inteiros M e N podem portanto ser dimensionados de forma a gerar uma frequência de saída igual à frequência de entrada multiplicada por um número racional. Este circuito é por vezes usado como multiplicador de frequência para gerar sinais de relógio de alta frequência.

Uma configuração alternativa é a de colocar o divisor 1:N depois da malha, ou seja à saída do sintetizador. Esta topologia pode permite gerar um sinal de saída de baixa frequência relativamente à frequência de operação da malha.

Figura 15. Sintetizador de frequências alternativo.

Neste caso, o PLL estabiliza quando as ondas à entrada do detector de fase fi e fx/M têm a mesma frequência e estão em fase. Ou seja, quando:

Û

O resultado é identico ao que foi obtido com a topologia anterior, e também neste caso os números inteiros M e N podem ser dimensionados de forma a gerar a frequência desejada.


Multiplicador de Gilbert

Multiplicador de Gilbert de dois quadrantes

A realização de circuitos de modulação de sinal é uma das principais aplicações dos circuitos osciladores. Na sua implementação, os moduladores e desmoduladores AM/FM entre outros, requerem geralmente a utilização de um multiplicador analógico. A célula de Gilbert é o bloco mais utilizado para realizar esta operação. O multiplicador de dois quadrantes em tecnologia bipolar está representado na figura seguinte:

Figura 16. Multiplicador de Gilbert de dois quadrantes
em tecnologia bipolar.

Este circuito tem por base um amplificador de um andar, em que a fonte de corrente fixa é substituida por uma fonte de corrente variável. Assim, o valor da corrente que polariza o par diferencial passa a depender de um segundo sinal de entrada v2. Esta relação é aproximadamente linear desde que a componente DC do sinal seja superior à tensão de threshold dos transístores do espelho de corrente, dado que neste caso depende apenas do valor da resistência R.

O espelho de corrente formado pelos transistores Q3 e Q4 injecta essa corrente no par diferencial, sendo o valor da tensão de saída vo dependente de âmbos os sinais de entrada. O valor da tensão de saída é dado pela seguinte expressão, que é identica à obtida para a tensão de saída de um amplificador diferencial de um andar.

Numa aproximação de primeira ordem pode considerar-se que tanh(x) ≈ x, esta aproximação é válida para valores de v1 muito baixos, i.e. para |v1/2VT| « 1. Assim, para |v1| « 50 mV, pode considerar-se válida a seguinte equação:

Dado que o valor da tensão de saída é proporcional ao producto dos dois sinais de entrada, este circuito pode ser usado para implementar um multiplicador analógico: